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基于国标的低复杂度分数间隔均衡器设计

2008-03-21 嵌入式在线收藏 | 打印

1 引言

近年来，数字电视技术一直是通信领域的热点，继北美，欧洲和日本相继推出各自的地面数字电视标准以后，中国也于2006年8月颁布了《数字电视地面传输系统帧结构、信道编码和调制技术规范》。

其中单载波ADTB-T规格是一个重要的组成部分，它采用QAM调制方式，帧头插入周期适中，借助于先进的数据结构、信道编解码方案以及同步技术来保持单载波本身的优势，同时又提高了抗信道衰落的能力［l］。

同其他数字接收系统一样，地面数字电视接收系统面临的主要难点之一是如何消除无线广播信道中强烈的多径干扰(ISI)。一般来说，采用时域均衡的方式来消除单载波系统的ISI。笔者针对国标中ADTB-T规格特点，提出一种低复杂度时域均衡器的设计方法，相对于传统的均衡算法，本设计采用收敛更快、残留误差更小的混合均衡算法，同时运用了降低更新频率的算法，减小了均衡器的硬件开销。

2 判决反馈均衡器的实现结构

时域均衡器按照均衡器抽头间隔可以分为整数间隔均衡器(BSE)和分数间隔均衡器(FSE)。整数间隔均衡器由于存在频谱混叠，对定时相位非常敏感嘲。而分数间隔均衡器的滤波器抽头间隔Γ小于符号间隔，这样使得进入FSE的带宽，满足采样定理，消除了频谱混叠，所以FSE可以克服BSE对定时相位敏感的问题。

基于以上考虑，本设计均衡器采用如图1所示的T／2分数间隔判决反馈均衡器(DFE)结构。

国标ADTBT采用QAM调制，框图中抽头均为复数抽头。FFE为T／2分数间隔FIR滤波器，FBE采用r间隔IIR滤波器。假设信道响应为h，白噪声为v，发射信号为ak，那么DFE接收信号可以表示为

接收信号经过两倍上采样得到15．12 MHz采样率的上采样信号r′，通过FFE均衡消除前径干扰，然后经过2倍下采样得到一倍符号速率信号(用[]↓表示FFE输出2倍下采样的值)并与FBE输出叠加送人判决器，判决器的输出反馈为FBE的输入。DFE均衡后输出信号可以表示为

式中：向量．f，b分别表示FFE和FBE的抽头系数；

表示判决器的输出(ADTB-T 16QAM判决为±2，±6)。FFE和FBE的长度分别为m+肘l，p，其中m和，z的值将决定主径的位置(主径的位置将影响前径性能)。误差信号用来调节均衡器抽头系数，每一个符号间隔产生一次，对于FBE，每71间隔更新一次抽头系数，而FFE的输入信号是以T／2速率输入，所以对于FFE，应当在T抽样时刻更新系数，T／2抽样时刻保持。

3 FSE均衡算法的选择和实现

均衡算法可以分为盲算法和自适应算法(非盲算法)，这两类算法中应用较多的分别是CMA(constantmodulus algorithm)和LMS(1east mean square)。

3．1CMA算法

CMA不需要借助于训练序列，它是将均衡器输出值和发射信号的高阶期望值的差值作为误差信号来控制抽头系数的更新。CM代价方程为

对于国标ADTBl、16QAM可以计算得到y=52．8。CMA算法采用随机系数下降法使CM代价最小，并且用瞬间值代替统计值，则FFE和FBE的系数更新方程为

式中：μ为系数更新步长，是一个常数；符号*表示取共轭。CMA对相位噪声不敏感，收敛速度快，但由于它存在多个极小点，容易收敛到局部极小点，残留误差较大[3]。

3．2 LMS算法

LMS算法则是利用均衡输出值和训练序列或者判决反馈值之差作为误差量来调节均衡器的抽头系数，它的代价方程为

当接收到帧头信号时，

为已知。PN序列；当接收到帧体信号时，

为均衡器的判决输出值。同理采用随机梯度下降法使代价方程最小，并用瞬时值代替统计值，可以得到FFE和FBE系数更新方程为

LMS算法对于相位误差比较敏感，同时收敛速度较慢，但是LMS的代价方程只有一个极小点，残留误差小。

3．3 CMA+LMS混合算法

从上面的分析来看，这两种算法优缺点互补，为了获得更好的性能，可以联合使用这两种算法。对于帧头，采用LMS算法对均衡器进行训练。而对于帧体，可以在系统启动时采用CMA算法，等到系统眼图打开以后，采用残留误差小的LMS算法，两种算法的切换可以通过设置MSE切换门限thd…进行模式切换来实现。

混合算法对帧体的误差信号作如下修正

从CMA切换到LMS过程中均衡器需要一段适应的过程，这过程中均衡器性能会出现反复，所以在CMA向LMS算法切换的过程中，可采用适当的控制使CMA顺利切换到LMS。

另外，系数更新步长μ对于均衡器的收敛速度和性能有很大的影响。大步长收敛速度快，残留的误差大；小步长收敛速度慢，残留误差小。对于动态信道存在较大多普勒(Doppler)效应，需要较大的步长以跟踪信道的变化；而对于静态信道，需要较小的步长产生较小的残留误差。本设计采用了一种步长自适应算法，让均衡器识别不同信道，自适应调节步长，较好地兼顾了动态和静态信道的性能。

4 降低均衡器复杂度算法

地面广播信道，在信道恶劣时会出现±30μs的多径干扰。按照国标ADTB-T7．56 MHz的采样率，FBE需要200左右个抽头，采用FSE结构的FFE输入信号的采样率为15．12 MHz，均衡一30μs的前径干扰需要400个抽头(还没有考虑出现衍生多径的情况)，同时均衡器采用复数结构，每个抽头系数更新和系数求和分别需要4个乘法器，这样整个均衡器需要4 800个乘法器。如此多的乘法器使得芯片硬件开销太大，实现极其困难。所以简化均衡器的结构十分必要。

其实接收信号的均衡并不一定需要所有的抽头参与[3]。如图2所示，在均衡一6μs，D／U=O dB，doppler＝0．2 Hz的SSE信道时，抽头系数有着大量的接近于0的小幅度抽头，这些抽头幅度很小对于均衡贡献不大，如果每一次都对这些小幅度抽头进行更新和系数求和(即全系数更新)，对于硬件电路来说是个很大的浪费，同时这些小幅度抽头呈现白噪声特征，在系数求和时将会造成噪声累积，降低均衡器的输出信噪比。

       一种简单的方法是将抽头系数设定一个门限，让系数幅度大于这个门限的进行系数更新和求和，小于门限的抽头不工作。但是当信道为动态信道时，较大的抽头位置将不固定，这种方法不能跟踪信道的变化。为了解决这个问题，可以允许幅度小于门限的小系数抽头更新，但是小系数抽头更新频率小于大系数抽头，以保证减小硬件开销。基于此分析，对系数求和方程作以下修正
      对于FFE系数更新方程作以下修正(FBE系数更新也作类似修正)：
      式(12)中，N为大于1的常数，表示小于门限的小系数抽头Ⅳ个符号更新一次。这就是降低更新频率算法。

5 仿真结果

本设计采用图1所示的均衡结构，所有仿真是在针对国标AI)TB-T规格的VC仿真平台上进行的，所涉及到的信道模型这里不再叙述。

5．1不同的均衡算法之间的性能比较

图3为3种不同算法针对于巴西D信道(SNR=12 dB)的仿真结果，所采用的系数更新步长均为各自算法的最佳性能对应的步长。从输出的SER可以发现CMA算法收敛速度快，但是稳定后的．SER较大；LMS算法虽然最终能稳定到较小的SER，但是要经过漫长的收敛过程；而CMA+LMS算法则综合了两种算法的优点，以较快的速度使均衡器收敛到很小的SER。

5．2采用阈值迭代算法对均衡器性能的影响

图4给出了SNR=25 dB，doppler=350 Hz，D／U=3 dB，时延为3μs的DSE信道采用降低更新频率算法和未采用降低更新频率算法时的性能比较，此时系数门限设为0．02。可以发现如果系数门限设定合适，采用降低更新频率算法均衡器的性能不但没有变差，反而由于抑制了噪声累积使得性能有所提高，此时复杂度降为全系数更新时的1／6左右。如果升高系数门限，复杂度降低不明显，但是均衡性能会出现明显的劣化。表1给出了DSE信道不同系数门限对应的性能和运算量。

5．3均衡器的整体性能

采用以上改进算法后，针对国标AI)TB-T规格的16QAM调制方式进行了全面的仿真，发现本设计无论是静态信道还是动态信道都具有良好的性能。表2和表3给出几个典型信道参数，它们是FEC输出误比特率达到TOV要求(BER<3e-6)［4］时，均衡器所能均衡的最恶劣的信道模型。

6 小结

针对《数字电视地面广播传输系统帧结构、信道编码和调制技术规范》标准中的ADTB-T单载波发射系统提出了一种低复杂度分数间隔均衡器的实现方法。相对于传统均衡器，本设计采用了混合均衡算法，使均衡器具有收敛速度快和残留误差小的特点。同时针对全系数更新时巨大的乘法运算量提出了一种简化均衡器结构的降低更新频率的算法，该算法不仅有效地降低了均衡器的复杂度，而且对均衡器的性能也有一定的提高。